反激变压器设计计算器
LED 驱动隔离电源最主流拓扑：给输入输出，直接出匝比、电感、匝数、气隙、磁芯选型与线径。DCM/CCM 统一 KRF 模型（KRF=1 即临界 DCM，LED 驱动常用）。预填 AC120-277V / 32V / 1.1A / 40W（η0.88）示例，磁芯 PQ2620。
| 参数 | 数值 | 说明 |
|---|---|---|
| 输入功率 P_in = Pout/η | – | 反激设计能量基准 |
| 母线电压谷值/峰值 Vdc | – | Vac_min×√2 与 Vac_max×√2 |
| 工作模式判定 | – | KRF=1 → 临界 DCM；KRF<1 → CCM |
| 反射电压 Vr = Vdc_min×D/(1−D) | – | 钳位/RCD 设计基准，随 Dmax 上升 |
| 匝比 n = Np/Ns | – | 由 Vr 与 Vout+Vd_sec 决定 |
| 初级电感 Lp | – | DCM：Vdc²D²/(2·P_in·f)；统一按 KRF 模型 |
| 初级峰值电流 Ipk | – | 2·I_avg/(2−KRF)，I_avg=P_in/(Vdc·D) |
| 纹波电流 ΔI = KRF×Ipk | – | CCM 摆幅；DCM 时等于 Ipk |
| 初级 RMS 电流 | – | MOS 电流有效值（选管/线径用） |
| 次级峰值电流 Ipk_s = Ipk×n | – | 次级二极管峰值 |
| 次级 RMS 电流 | – | 次级线径/二极管电流定额用 |
| 参数 | 数值 | 说明 |
|---|---|---|
| 需求 AP（面积乘积） | – | ≈ 200×P_in/(fsw·Bmax·J·Ku) cm⁴（DCM 保守系数） |
| 选用磁芯（Ae/Aw/AP） | – | 自动推荐 AP≥需求的最小档，紧则提示升档 |
| 初级匝数 Np | – | Np = Lp×Ipk/(Bmax×Ae) |
| 次级匝数 Ns = Np/n | – | 圆整后实际匝比随之微调 |
| 辅助绕组 Na | – | Na = Ns×(Vaux+Vd_aux)/(Vout+Vd_sec) |
| 气隙 lg | – | lg ≈ μ0×Np²×Ae/Lp；DCM 反激必须开气隙 |
| 实际峰值磁通 Bpeak | – | 圆整 Np 后 = Lp×Ipk/(Np×Ae)，须 ≤ Bmax |
| 趋肤深度 δ | – | δ ≈ 66/√f(Hz) mm，线径建议 ≤2δ 或并绕 |
| 初级线径建议 | – | 按 I_rms/J 算铜面积（超 2δ 提示并绕） |
| 次级线径建议 | – | 同上；大电流可用多股并绕 |
| 窗口利用率 | – | (Np·S_p+Ns·S_s)/(Aw·Ku)，>100% 绕不下 |
| 磁芯有效体积 Ve | – | 磁芯库带出（PQ2620≈11.6cm³，典型值） |
| 磁芯损耗 Pcore（Steinmetz） | – | 交流摆幅 ΔB/2 作正弦幅值代入；深纹波实际按 ×1.5~2 裕量 |
| 磁芯温升估算 ΔT_core | – | ≈ Pcore×Rth；PQ 自然散热 15~25℃/W |
② Vr = Dmax×Vdc_min/(1−Dmax)；n = Vr/(Vout+Vd_sec)
③ I_avg_p = P_in/(Vdc_min×Dmax)；Ipk = 2·I_avg_p/(2−KRF)；ΔI = KRF×Ipk
④ Lp = Vdc_min×Dmax/(fsw×ΔI) （KRF=1 时退化为 DCM 式 Vdc²D²/(2·P_in·f)）
⑤ AP(cm⁴) ≈ 200×P_in/(fsw×Bmax×J×Ku)（DCM 保守系数 2）
⑥ Np = Lp×Ipk/(Bmax×Ae)；Ns = Np/n；Na = Ns×(Vaux+Vd_aux)/(Vout+Vd_sec)
⑦ lg ≈ μ0×Np²×Ae/Lp；Bpeak = Lp×Ipk/(Np×Ae) ≤ Bmax
⑧ δ(mm) ≈ 66/√f(Hz)；线径 d = 2√(S/π)，S = I_rms/J
KRF = ΔI/Ipk（电流纹波系数）。KRF=1 即临界 DCM（电流从 0 到 Ipk，LED 恒流驱动中低功率最常见，二极管零电流关断、无反向恢复）；KRF<1 进入 CCM（有直流偏置，MOS 开通损耗与二极管反向恢复代价换更小 Ipk/铜损）。本工具同一套公式覆盖：KRF 输入 1 走 DCM，输入 0.3~0.6 走典型 CCM，无需切换界面。
反激变压器本质是储能电感（气隙储能），不是理想变压器。DCM 下磁通从 0 摆动到 Bpeak，必须开气隙防饱和；气隙越大 AL 值越小、匝数越多。公式 lg ≈ μ0×Np²×Ae/Lp 为无边缘效应近似，实际气隙略小于计算值（边缘磁通），绕制后以 L 表实测为准。
AP = Ae×Aw（磁芯截面积 × 窗口面积）衡量"磁容量 + 窗口容量"总和。需求 AP 超过磁芯 AP 则无论匝数怎么绕都放不下或磁通超标。本工具用 DCM 保守系数 2 估算，推荐 AP≥需求的最小磁芯；接近边界（<1.5×需求）时建议升一档。磁芯库 Ae 与站内磁通工具一致，AW/AP 为系列典型值，量产前用厂家手册核对。
隔离 LED 驱动常见"直接整流 + 小薄膜电容"（高 PF），母线无大电解、跟随馒头波。设计按谷值 Vac_min×√2 做最严酷点（导通占空比最大）；若有 PFC 升压级（母线稳定 400V），把 Vac_min 换成母线值即可。Vac_max 用于反射电压 + 耐压校核参考（MOS 应力 ≈ Vdc_max+Vr+尖峰）。
Pv = Pv_ref × (f/100kHz)^α × (B_amp/200mT)^β。参考点 Pv_ref 取 TDK 官方 PC40 表 100kHz/200mT/100℃ ≈ 0.4 W/cm³（PC44/PC47 更低，可自行改）；指数 α≈1.41、β≈2.36 为 PC40 常用值。反激磁通是三角波（DCM 从 0 到 Bpeak），损耗高于同幅正弦，本工具将交流摆幅 ΔB 折半（ΔB/2）作正弦幅值估算，深纹波场合建议按结果 ×1.5~2 留裕量。磁芯温升 ΔT ≈ Pcore×Rth，Rth 视装配散热 15~25℃/W，量产以实测为准。
本工具为快速设计参考，输出值与主流方案（如 40W/32V/1.1A：PQ2620、Lp≈1.1mH、Np≈33T、气隙≈0.15mm）同量级。量产必须用 IC 厂商设计工具（如 Fairchild/ST/Onsemi 反激设计器）复核：漏感尖峰、RCD 钳位、磁芯损耗、温升、绕组排布、EMI 均未在本工具内。